作者：ADI公司Henry J. Zhang

開關頻率優(yōu)化

一般來講，開關頻率越高，輸出濾波器元件L和C_O的尺寸越小。因此，可減小電源的尺寸，降低其成本。帶寬更高也可以改進負載瞬態(tài)響應。但是，開關頻率更高也意味著與交流相關的功率損耗更高，這需要更大的電路板空間或散熱器來限制熱應力。目前，對于≥10A的輸出電流應用，大多數(shù)降壓型電源的工作頻率范圍為100kHz至1MHz ~ 2MHz。對于<10A的負載電流，開關頻率可高達幾MHz。每個設計的最優(yōu)頻率都是通過仔細權(quán)衡尺寸、成本、效率和其他性能參數(shù)實現(xiàn)的。

輸出電感選擇

在同步降壓轉(zhuǎn)換器中，電感峰峰值紋波電流可計算如下：

在給定開關頻率下，低電感提供大紋波電流并產(chǎn)生大輸出紋波電壓。大紋波電流也會增加MOSFET RMS電流和傳導損耗。另一方面，高電感意味著電感尺寸大，電感DCR和傳導損耗也可能較高。通常，在選擇電感時，會選擇超過最大直流電流比的10% ~ 60%峰峰值紋波電流。電感供應商通常指定DCR、RMS（加熱）電流和飽和電流額定值。在供應商的最大額定值內(nèi)設計電感的最大直流電流和峰值電流非常重要。

功率MOSFET選擇

為降壓轉(zhuǎn)換器選擇MOSFET時，首先確保其最大V_DS額定值高于具有足夠裕量的電源V_IN(MAX)。但是，不要選擇額定電壓過高的FET。例如，對于16V_IN(MAX)電源，額定值為25V或30V的FET非常適合。額定值為60V的FET的電壓過高，因為FET的導通電阻通常隨額定電壓的增加而增加。接下來，FET的導通電阻R_DS(ON)和柵極電荷Q_G（或Q_GD）是兩個最重要的參數(shù)。通常需要在柵極電荷Q_G和導通電阻R_DS(ON)之間進行取舍。一般而言，硅芯片尺寸小的FET具有低Q_G、高導通電阻R_DS(ON)，而硅芯片尺寸大的FET具有低R_DS(ON)和大Q_G。在降壓轉(zhuǎn)換器中，頂部MOSFET Q1同時吸收了傳導損耗和交流開關損耗。Q1通常需要低Q_G FET，特別是在具有低輸出電壓和小占空比的應用中。低壓側(cè)同步FET Q2的交流損耗較小，因為它通常在V_DS電壓接近零時導通或關斷。在這種情況下，對于同步FET Q2，低R_DS(ON)比Q_G更重要。如果單個FET無法處理總功率，則可并聯(lián)使用多個MOSFET。

輸入和輸出電容選擇

首先，應選擇具有足夠電壓降額的電容。

降壓轉(zhuǎn)換器的輸入電容具有脈動開關電流和大紋波電流。因此，應選擇具有足夠RMS紋波電流額定值的輸入電容以確保使用壽命。鋁電解電容和低ESR陶瓷電容通常在輸入端并聯(lián)使用。

輸出電容不僅決定輸出電壓紋波，而且決定負載瞬態(tài)性能。輸出電壓紋波可以通過公式(15)計算。對于高性能應用，要盡量減少輸出紋波電壓并優(yōu)化負載瞬態(tài)響應，ESR和總電容都很重要。通常，低ESR鉭電容、低ESR聚合物電容和多層陶瓷電容(MLCC)都是不錯的選擇。

關閉反饋調(diào)節(jié)環(huán)路

開關模式電源還有一個重要的設計階段——通過負反饋控制方案關閉調(diào)節(jié)環(huán)路。這項任務通常比使用LR或LDO更具有挑戰(zhàn)性。它需要充分了解環(huán)路行為和補償設計，通過穩(wěn)定環(huán)路來優(yōu)化動態(tài)性能。

降壓轉(zhuǎn)換器的小信號模型

如前所述，開關轉(zhuǎn)換器隨開關開啟或關閉狀態(tài)改變工作模式。它是一個分立式非線性系統(tǒng)。要使用線性控制方法來分析反饋環(huán)路，需要進行線性小信號建模[1][ 3]。由于輸出L-C濾波器，占空比D至輸出V_O的線性小信號轉(zhuǎn)換函數(shù)實際上是一個具有兩個極點和一個零點的二階系統(tǒng)，如公式(16)所示。在輸出電感和電容的諧振頻率處有兩個極點。有一個由輸出電容和電容ESR決定的零點。

其中，，

電壓模式控制與電流模式控制

輸出電壓可由閉環(huán)系統(tǒng)調(diào)節(jié)，如圖11所示。例如，當輸出電壓增加時，反饋電壓V_FB增加，而負反饋誤差放大器的輸出減少。因此，占空比減小。輸出電壓被拉回，使V_FB = V_REF。誤差運算放大器的補償網(wǎng)絡可能是I型、II型或III型反饋放大器網(wǎng)絡[3] [ 4]。只有一個控制環(huán)路來調(diào)節(jié)輸出。這種方案稱為電壓模式控制。ADI LTC3775和LTC3861是典型的電壓模式降壓控制器。

圖12顯示使用LTC3775電壓模式降壓控制器的5V至26V輸入、1.2V/15A輸出同步降壓電源。由于LTC3775具有先進的PWM調(diào)制架構(gòu)和極低(30ns)的最短導通時間，因此該電源適合將高電壓汽車或工業(yè)電源轉(zhuǎn)換為當今微處理器和可編程邏輯芯片所需的1.2V低電壓的應用。高功率應用需要具有均流功能的多相降壓轉(zhuǎn)換器。使用電壓模式控制，需要額外的均流環(huán)路來平衡并聯(lián)降壓通道中的電流。用于電壓模式控制的典型均流法是主從法。LTC3861就是這樣一款PolyPhase^®電壓模式控制器。其±1.25mV的超低電流檢測失調(diào)電壓使得并聯(lián)相位之間的均流非常精確，從而平衡熱應力。[10]

圖11.電壓模式控制降壓轉(zhuǎn)換器的方框圖

圖12.LTC3775電壓模式同步降壓電源提供高降壓比

電流模式控制使用兩種反饋環(huán)路：類似于電壓模式控制轉(zhuǎn)換器控制環(huán)路的外電壓環(huán)路，以及將電流信號饋送回控制環(huán)路的內(nèi)電流環(huán)路。圖13顯示直接檢測輸出電感電流的峰值電流模式控制降壓轉(zhuǎn)換器的概念方框圖。使用電流模式控制時，電感電流取決于誤差運算放大器的輸出電壓。電感成為電流源。因此，從運算放大器輸出V_C到電源輸出電壓V_O的轉(zhuǎn)換功能成為單極性系統(tǒng)。這使環(huán)路補償變得更加簡單。控制環(huán)路補償不太依賴于輸出電容ESR零點，因此可使用所有陶瓷輸出電容。

電流模式控制還有很多其他優(yōu)勢。如圖13所示，由于峰值電感電流受到運算放大器V_C的逐周期限制，因此電流模式控制系統(tǒng)在過載條件下會更精確、更快速地限制電流。浪涌電感電流在啟動過程中也會受到良好的控制。此外，當輸入電壓變化時，電感電流不會快速變化，因此電源具有良好的線路瞬態(tài)性能。并聯(lián)多個轉(zhuǎn)換器時，通過使用電流模式控制，也很容易在電源之間實現(xiàn)均流，這對使用PolyPhase降壓轉(zhuǎn)換器的可靠高電流應用至關重要。總而言之，電流模式控制轉(zhuǎn)換器比電壓模式控制轉(zhuǎn)換器更可靠。

電流模式控制方案需要精確檢測電流。電流檢測信號通常是對開關噪聲敏感的數(shù)十毫伏電平下的一個小信號。因此，需要正確仔細地設計PCB布局。通過檢測電阻、電感DCR壓降或MOSFET傳導壓降檢測電感電流，可關閉電流環(huán)路。典型的電流模式控制器包括ADI公司的LTC3851A、LTC3855、LTC3774和LTC3875。

圖13.電流模式控制降壓轉(zhuǎn)換器的方框圖

恒頻與恒定導通時間控制

“電壓模式控制與電流模式控制”部分中的典型電壓模式和電流模式方案具有由控制器內(nèi)部時鐘產(chǎn)生的恒定開關頻率。輕松同步這些恒定開關頻率控制器是高電流PolyPhase降壓控制器的一個重要特性。但是，如果負載升壓瞬態(tài)剛好發(fā)生在控制FET Q1柵極關斷之后，則轉(zhuǎn)換器必須等待整個Q1關斷時間，直到下一個周期才能響應瞬態(tài)。在占空比較小的應用中，最壞情況下的延遲接近一個開關周期。

在此類低占空比應用中，恒定導通時間谷值時電流模式控制響應負載升壓瞬態(tài)的延遲更短。在穩(wěn)態(tài)操作中，恒定導通時間降壓轉(zhuǎn)換器的開關頻率幾乎是固定的。如果出現(xiàn)瞬變，開關頻率可快速變化以加速瞬態(tài)響應。因此，該電源改進了瞬態(tài)性能，并可降低輸出電容和相關成本。

但是，通過恒定導通時間控制，開關頻率可能隨線路或負載的改變而改變。ADI公司的LTC3833是具有更復雜的導通時間控制架構(gòu)的谷值電流模式降壓控制器，該架構(gòu)是恒定導通時間控制架構(gòu)的變體，區(qū)別在于它通過控制導通時間，使開關頻率在穩(wěn)定的線路和負載條件下保持恒定。使用此架構(gòu)，LTC3833控制器具有20ns的最短導通時間，并支持38V_IN至0.6V_O的降壓應用。該控制器可在200kHz至2MHz的頻率范圍內(nèi)與外部時鐘同步。圖14顯示具有4.5V至14V輸入和1.5V/20A輸出的典型LTC3833電源。[11]圖15顯示該電源可快速響應突發(fā)的高壓擺率負載瞬變。在負載升壓瞬態(tài)期間，開關頻率增加以加快瞬態(tài)響應。在負載降壓瞬態(tài)期間，占空比降為零。因此，僅輸出電感限制電流壓擺率。除LTC3833之外，對于多個輸出或PolyPhase應用，LTC3838和LTC3839控制器也可提供快速瞬態(tài)、多相解決方案。

圖14.使用LTC3833的快速、控制導通時間電流模式電源

圖15.LTC3833電源在快速負載階躍瞬態(tài)期間提供快速響應

環(huán)路帶寬和穩(wěn)定性

精心設計的SMPS應該沒有噪聲。而補償不足的系統(tǒng)卻不是這樣，它往往是不穩(wěn)定的。補償不足的電源通常具有以下特征：磁性元件或陶瓷電容會發(fā)出噪聲、開關波形存在抖動、輸出電壓振蕩等。過度補償?shù)南到y(tǒng)很穩(wěn)定，噪聲也很小，但瞬態(tài)響應慢。這樣的系統(tǒng)在極低頻率下（通常低于10kHz）具有環(huán)路交越頻率。瞬態(tài)響應慢的設計需要很大的輸出電容才能滿足瞬態(tài)調(diào)節(jié)要求，從而增加了整體電源成本和尺寸。出色的環(huán)路補償設計性能穩(wěn)定、無噪聲，但不會過度補償，因此能夠快速響應，使輸出電容最小。ADI公司的應用筆記AN149文章詳細介紹了電源電路建模和環(huán)路設計的概念和方法[3]。對于經(jīng)驗不足的電源設計人員，小信號建模和環(huán)路補償設計可能有難度。ADI公司的LTpowerCAD™設計工具可處理復雜的公式，從而極大地簡化了電源設計，尤其是環(huán)路補償設計[5] [ 6]。LTspice^®仿真工具集成了所有ADI器件模型，并提供額外的時域仿真以優(yōu)化設計。但是，在原型制作階段，通常需要對環(huán)路穩(wěn)定性和瞬態(tài)性能進行基準測試和驗證。

一般而言，閉環(huán)電壓調(diào)節(jié)環(huán)路的性能由兩個重要的值來評估：環(huán)路帶寬和環(huán)路穩(wěn)定性裕量。環(huán)路帶寬由交越頻率f_C量化，在該頻率下，環(huán)路增益T(s)等于1 (0dB)。環(huán)路穩(wěn)定性裕量通常由相位裕量或增益裕量來量化。環(huán)路相位裕量Φ_m定義為總T(s)相位延遲和交越頻率下–180°之間的差異。增益裕量定義為T(s)增益和總T(s)相位等于–180°的頻率下0dB之間的差異。對于降壓轉(zhuǎn)換器，通常認為45度相位裕量和10dB增益裕量就夠了。圖16顯示電流模式LTC3829 12V_IN至1V_O/60A 3相降壓轉(zhuǎn)換器的環(huán)路增益的典型波特圖。本例中，交越頻率為45kHz，相位裕量為64度。增益裕量接近20dB。

圖16.LTpowerCAD設計工具可輕松優(yōu)化環(huán)路補償和負載瞬態(tài)響應

（以3相、單路輸出LTC3829降壓轉(zhuǎn)換器為例）

適合高電流應用的PolyPhase降壓轉(zhuǎn)換器

隨著數(shù)據(jù)處理系統(tǒng)越來越大，速度越來越快，其處理器和存儲器單元在電壓不斷降低的情況下需要更大的電流。在這些高電流下，對電源的需求倍增。近年來，由于PolyPhase（多相）同步降壓轉(zhuǎn)換器具有高效率和散熱均勻性能，因而一直廣泛用于高電流、低電壓電源解決方案。此外，借助多相交錯降壓轉(zhuǎn)換器，可顯著減少輸入和輸出端的紋波電流，從而減少輸入和輸出電容以及相關的電路板空間和成本。

在PolyPhase降壓轉(zhuǎn)換器中，精密電流檢測和均流變得非常重要。良好的均流可確保均勻的散熱和較高的系統(tǒng)可靠性。由于在穩(wěn)態(tài)下和瞬變過程中具有內(nèi)在均流功能，因此電流模式控制降壓轉(zhuǎn)換器通常成為首選。ADI公司的LTC3856和LTC3829是具有精密電流檢測和均流功能的典型PolyPhase降壓控制器。對于輸出電流為20A至200A以上的2相、3相、4相、6相和12相系統(tǒng)，可以菊花鏈形式連接多個控制器。

高性能控制器的其他要求

高性能降壓控制器還需要許多其他重要特性。通常需要軟啟動來控制啟動過程中的浪涌電流。當輸出過載或短路時，過流限制和短路閂鎖可保護電源。過壓保護功能可保護系統(tǒng)中的昂貴加載裝置。為了盡量減少系統(tǒng)的EMI噪聲，有時控制器必須與外部時鐘信號同步。對于低電壓、高電流應用，遠程差分電壓檢測可補償PCB電阻壓降，并精確調(diào)節(jié)遠端負載的輸出電壓。在具有很多輸出電壓軌的復雜系統(tǒng)中，還需要在不同電壓軌之間進行時序控制和跟蹤。

PCB布局

元件選擇和原理圖設計只是電源設計過程中的一部分。開關電源設計中正確的PCB布局始終至關重要。事實上，其重要性怎么強調(diào)都不過分。良好的布局設計可以優(yōu)化電源效率，緩解熱應力，最重要的是，可以盡可能減少走線和元件之間的噪聲和相互影響。為此，設計人員一定要了解開關電源的電流傳導路徑和信號流。通常需要付出很大的努力才能獲得必要的經(jīng)驗。詳細討論參見ADI公司的應用筆記136和139。[7][ 9]

圖17.使用LTC3829的3相、單路V_O高電流降壓轉(zhuǎn)換器

選擇各種解決方案——分立式、單片式和集成電源

在集成層面，系統(tǒng)工程師可以決定選擇分立式、單片式還是全集成式電源模塊解決方案。圖18顯示適合典型負載點電源應用的分立式電源模塊解決方案示例。分立式解決方案使用控制器IC、外部MOSFET和無源元件在系統(tǒng)板上構(gòu)建電源。選擇分立式解決方案的一個主要原因是元件的物料成本(BOM)低。但是，這需要良好的電源設計技能，且開發(fā)時間相對較長。單片式解決方案使用帶集成電源MOSFET的IC，進一步縮減了解決方案尺寸和元件數(shù)。該解決方案所需的設計技能和開發(fā)時間與分立式類似。全集成式電源模塊解決方案可顯著減少設計工作、開發(fā)時間、解決方案尺寸和設計風險，但元件的BOM成本通常更高。

圖18.(a) 分立式12V_IN至3.3V/10A LTC3778電源；

(b) 全集成式16V_IN、雙路13A或單路26A LTM4620 µModule^®降壓型穩(wěn)壓器示例

其他基本非隔離式DC/DC SMPS拓撲

本應用筆記以降壓轉(zhuǎn)換器為例簡單說明SMPS的設計考慮因素。但是，至少還有五種其他的基本非隔離式轉(zhuǎn)換器拓撲（升壓、降壓-升壓、Cuk、SEPIC和Zeta轉(zhuǎn)換器）和至少五種基本隔離式轉(zhuǎn)換器拓撲（反激、正向、推挽、半橋和全橋），本應用筆記未對這些拓撲進行說明。每種拓撲都有獨特的特性，適用于特定應用。圖19顯示其他非隔離式SMPS拓撲的簡化原理圖。

圖19.其他基本非隔離式DC/DC轉(zhuǎn)換器拓撲

還有一些由基本拓撲組合而成的非隔離SMPS拓撲。例如，圖20顯示基于LTC3789電流模式控制器的高效率、4開關同步降壓/升壓轉(zhuǎn)換器。它采用低于、等于或高于輸出電壓的輸入電壓工作。例如，輸入電壓范圍可以為5V至36V，輸出電壓可以是經(jīng)過調(diào)節(jié)的12V。此拓撲是同步降壓轉(zhuǎn)換器和同步升壓轉(zhuǎn)換器的組合，共用一個電感。當V_IN > V_OUT時，開關A和B作為有源同步降壓轉(zhuǎn)換器，而開關C始終關閉，開關D始終開啟。當V_IN < V_OUT時，開關C和D作為有源同步升壓轉(zhuǎn)換器，而開關A始終開啟，開關B始終關閉。當V_IN接近V_OUT時，四個開關均有效工作。因此，此轉(zhuǎn)換器具有很高的效率，對于典型12V輸出應用，效率高達98%。[12] LT8705控制器將輸入電壓范圍進一步擴展到80V。為了簡化設計并增加功率密度，LTM4605/4607/4609進一步將復雜的降壓/升壓轉(zhuǎn)換器集成到一個易于使用的高密度功率模塊中。[13] 它們可輕松并聯(lián)，從而分擔負載，適合高功率應用。

圖20.高效率4開關降壓-升壓轉(zhuǎn)換器采用低于、等于或高于輸出電壓的輸入電壓工作

總結(jié)

總而言之，線性穩(wěn)壓器簡單易用。由于串聯(lián)調(diào)節(jié)晶體管以線性模式操作，當輸出電壓明顯低于輸入電壓時，電源效率通常較低。線性穩(wěn)壓器（或LDO）通常具有低電壓紋波和快速瞬態(tài)響應。而另一方面，SMPS將晶體管當作開關使用，因此通常比線性穩(wěn)壓器更高效。但是，SMPS的設計和優(yōu)化更具挑戰(zhàn)性，需要更多的背景知識和經(jīng)驗。對于特定應用，每種解決方案都各有優(yōu)缺點。