本系列的上一篇文章介紹了如何為降壓開關穩壓器選擇電感器值。本周，我們將仔細研究開關模式轉換器中的電感器電流，并考慮增加或減少電路電感的潛在好處。
圖 1.具有電感值的降壓轉換器功率級仿真原理圖。
讓我們刷新一下。上次我們用這兩張圖來結束：在 LTspice 中實現的降壓轉換器的原理圖（圖 1）；以及輸出電壓和電感電流的仿真結果（圖 2），其中包含恒定的 70 mA 負載電流作為參考。
圖 2.降壓轉換器輸出電壓（頂部，紅色）、電感器電流（底部，綠色）和負載電流（底部，橙色）。
輸出電壓和 PWM 占空比
解決這個問題后，我們來考慮一下 V OUT。我們的預期輸出電壓為 3.3 V，模擬電路的 V OUT為 3.26 V。占空比計算中所需的效率項是一個較小誤差的該項通過開關的占空比直接影響電路行為- 控制波形，并且 90% 的假設值并不在所有情況下都是準確的。
無論如何，我并不真正關心為什么模擬輸出電壓是 3.26 V 而不是 3.3 V。正如我在有關開關模式調節的文章中所解釋的那樣，開關調節器無法通過預定占空比來實現調節。它們通過閉環控制實現調節，其中反饋和可調節占空比允許調節器鎖定所需的輸出電壓。
還請記住，上一篇文章中使用的占空比公式實際上是占空比的公式：
Dmax=VOUTVIN×效率Dmax=VOUTVIN×效率
這個公式告訴我們，從 24 V 產生 3.3 V 電壓時，我們永遠不需要超過約 15% 的占空比。但是，在某些操作條件下，我們需要低于約 15 %的占空比：例如，如果我保持輸入如果電壓相同并將負載電流從 70 mA 降低至 5 mA，我需要大約 9% 的占空比才能生成 3.3 V 輸出。
分析電感電流
我們的設計目標是電感紋波電流為 30%，這意味著和電感電流應為 80.5 mA 和 59.5 mA：
egin{array}\ I_{L,max}=70 mA+(0.15 imes70 mA)= 80.5 mA \ I_{L,min}=70 mA-(0.15 imes70 mA)=59.5 mA end{數組}
正如您從光標信息框（圖 3）中看到的，我們已經非常接近了：
圖 3.和電感紋波電流值。
雖然我們使用 30% 紋波電流作為目標，但更一般的指導方針是在 20% 到 40% 之間。基于此，我們完全在可接受的范圍內——我們有一個適當的電感值，如果認為有必要，這是一個很好的優化起點。
我還想評論一下當前波形的形狀。這是一種不平衡的三角波，如果您搜索開關調節器電感器電流的圖像，您會看到典型的波形。如果我們疊加開關控制波形（圖 4），我們會立即看到導致此特性的原因：
圖 4.疊加在開關調節器電感器電流波形上的開關控制波形。
正如紅色軌跡所示，我們的占空比遠低于 50%；因此，開啟時間明顯短于關閉時間。然而，電感器電流在周期的兩個部分中覆蓋相同的垂直距離，因此高于或低于 50% 的占空比會導致波形不平衡。
微調電感值
我們使用了一個基本公式來得出合理的電感值，但是我們應該從哪里開始呢？如果我們對 90 μH 提供的性能感到滿意，我們可以稱其良好并繼續進行下一個設計任務。但通常情況下，還有改進的空間。
較高電感值的好處
較高電感值的優點之一是減少輸出紋波：電感器電流紋波與電感成反比，如果電路中沒有其他任何改變，則更大的電感器紋波會導致更大的輸出紋波。
下圖（圖 5 和圖 6）顯示了原始電路 (L = 90 μH) 和 L = 30 μH 的修改電路的ΔI L和 ΔV OUT ；為了便于直觀比較，兩個軸的配置是相同的。
圖 5. L = 90 μH 時電感器電流和輸出電壓的紋波幅度。
圖 6. L = 30 μH 時電感器電流和輸出電壓的紋波幅度。
即使您并不特別關心 V OUT紋波，高電感器電流紋波仍然可能是不利的。它可能導致：
• 增加了有問題的 EMI 的產生。
• 由于流過電感器、開關和二極管的 RMS 電流較高，損耗較高，因此效率較低。
• 更容易進入不連續傳導模式 (DCM)。
我們還沒有討論過 DCM。簡而言之，當輕負載條件導致電感器電流在開關周期的一部分期間達到零時，就會發生 DCM。DCM 不受歡迎的程度，或者是否根本不受歡迎，取決于應用和轉換器設計的其他方面。
較低電感值的好處
考慮到所有這些，為什么我們決定使用較低的電感值？
首先，我們期望低值電感器或電容器能帶來非電氣方面的好處：更小、更便宜的元件。此外，較低的電感（與較低的電容一樣）可改善瞬態響應，這意味著轉換器可以更快地適應輸入電壓和負載電流的變化。
下一步：選擇電容器
關于開關穩壓器的電感器選擇主題，我們可能還有很多話要說，但我認為我們已經涵蓋了重要的原則：如何讀取和分析電感器電流值，以及高于或低于電感值的好處我們初的公式中的那個。在下一篇文章中，我們將探討電容器的選擇。 |
