長久以來，供電抑制比(PSRR) 一直是評定放大器是否能抑制輸出端 噪音的絕佳方式，然而，隨著D 類放大器的普及與性能優勢，光靠PSRR 做為供電噪音抑制的指標已顯不足。比較開環閉環數字輸入I2S 放大器的PSRR 規格時，這點尤其明顯。PSRR 規格大多相同，不過，聆聽采用非理想電源供應的放大器所發出的音質時，即可明顯地判別出音質的差異。本文將概述傳統的PSRR 測量方式，并說明這種測量方式何以無法確切判斷橋接負載(BTL) 配置中D 類放大器的供電抑制性能，同時提供能有效測量D 類放大器之中供電噪音效應的替代方法。
若要了解PSRR 測量何以不再能確切判別供電抑制性能，必須先回顧AB 類放大器主導消費性音頻電子產品的那段歷史。AB 類放大器過去的配置都采用單端(SE) 或BTL 輸出配置，這與現今的配置相同。事實上，SE AB 類放大器一般都使用分支軌電源(split rail supply) (亦即+/- 12V)，因為電源供應主要采用變壓器的型態，而且加入第二個軌不會導致成本負擔。BTL 配置較常用于非分支軌電源的音頻系統。然而，不論是SE 或BTL 配置，通過AB 類放大器的基本架構以及低于電源軌電壓的輸出電壓，AB 類放大器都能達到良好的PSRR。
針對AB 類放大器，PSRR 測量能夠較準確地指出放大器抑制電源噪音的能力，尤其是對于SE 配置(詳見下文)。首先讓我們來了解D 類放大器對于市場的影響。D 類放大器的高效運作改變了市場的生態，使得工業設計出現大量的創新，尤其是體積尺寸的縮減。然而，這類放大器的架構與AB 類放大器有根本上的差異，而且幾乎清一色地選用BTL 作為其輸出配置。
在BTL 配置中，D 類放大器具備由四個FETS 組成的兩個輸出級(也稱為全橋式)。SE D 類放大器則只有由兩個FETS 組成的單一輸出級(也稱為半橋式)。相較于SE 配置，BTL 輸出配置具有多項優點，包括特定電源軌的四倍輸出功率、較佳的低音回應，以及絕佳的開關噪音抑制性能。BTL 架構的缺點則是需要兩倍數量的FET 電晶體，這表示晶粒的大小尺寸及相關成本增加，而且重建濾波器(LC 濾波器) 的成本加倍。在現今SE 及BTL D 類放大器并行的市場中，BTL 占了絕大多數。
在D 類BTL 配置中，傳統的PSRR 測量無法發揮效用。為了深入了解其中的原因，就必須先了解D 類放大器的運作方式以及PSRR 的測量方式。D 類放大器是切換放大器，輸出會以極高的頻率在軌與軌之間切換，而此頻率一般在250kHz 以上。音頻會用來進行切換頻率(方波) 的脈沖寬度調變(PWM)，然后重建濾波器(LC 濾波器) 會用來擷取載波頻率中的音頻。這類切換架構的性能相當高(架構與開關模式電源供應相同)，但是對于供電噪音的敏感度也遠遠高于傳統的AB 類放大器。再仔細想想，放大器的輸出基本上是電源軌(經過脈沖寬度調變)，因此任何出現的供電噪音都會直接傳送到放大器的輸出。
供電抑制比(PSRR) 是測定放大器抑制供電噪音(亦即紋波) 達到何種程度的測量方式。這是選用時必須考慮的重要參數，因為PSRR 不佳的音頻放大器通常需要高成本的電源供應及/或大型去耦合電容。在消費市場中，電源供應的成本、尺寸及重量是重要的設計考慮，尤其在體積外型不斷縮小、價格急速下滑，而且便攜式設計日益普遍的情況下更是如此。
在傳統的PSRR 測量中，放大器的電源電壓包含DC 電壓及AC 紋波信號(Vripple)。音頻輸出為AC 接地，因此測量期間不會有任何音頻。由于所有的電源電壓去耦合電容都已移除，因此Vripple 不會明顯減弱(圖1)。此時會測量輸出信號，然后使用式1 計算PSRR：
(1)
圖1. 傳統的PSRR 測量
圖2 顯示在D 類BTL 音頻放大器上進行的傳統PSRR 測量。重建濾波器前后的輸出明顯出現供電噪音，不過，請注意出現的噪音在負載中為同(in-phase)。因此，測量PSRR 時，Vout+ 與Vout- 紋波會相互抵消，產生出供電抑制的錯誤指示，但是，可以清楚地看到放大器正將電源噪音直接傳送到輸出。這類PSRR 測量無法指出放大器抑制供電噪音的優劣程度，而PSRR 測量無法發揮效用的主因是輸入在測量期間為AC 接地。在實際應用中，放大器的功用是播放音樂，這正是必須考慮的部分。
播放音頻時，供電噪音會與內送音頻相互混合/調變，而整個音頻頻帶會產生程度不一的失真狀況，BTL 配置本身的抵消作用再也無法消除其中的噪音，業界稱此為互調失真(IMD)。IMD 是兩個以上不同頻率的信號混合后所產生的結果，而且一般來說，所形成的信號頻率不會是其中一種信號的諧波頻率(整數倍數)。
圖2. 具備LC 濾波器的BTL D 類PSRR 測量
在繼續探討如何應付PSRR 測量的缺陷之前，首先談論一下回饋。從前文的論述中，應該不難察覺到D 類放大器本身有電源噪音方面的問題，若不進行反饋，這將成為一個重大缺陷(在高階音頻應用中，開放回路放大器可達到不錯的音質，然而這類放大器一般都具備相當穩定、高性能的電源，而且成本也相當高，因此不能相提并論。) 若要補強對供電噪音的敏感度，設計人員可以設計一個電源已經過良好調節的系統，不過成本會增加，又或者是使用具有反饋的D 類放大器(也稱為封閉回路放大器)。
在現今的消費性電子產品市場中，大多數的模擬輸入D 類放大器都采用封閉回路。然而，其中的數字輸入I2S 放大器有其缺陷。I2S 放大器通過數字匯流排直接連接于音頻處理器或音頻來源，由于免除不必要的數字模擬轉換，因此可降低成本，并提升性能。但是，如今市場上的封閉回路I2S 放大器并不普遍，因為要建立反饋回路來進行PWM 輸出取樣并且與內送I2S 數字音頻串流(digital audio stream) 相加總是相當困難的。在模擬反饋系統中，通常是模擬輸出與模擬輸入相加總，因此較為簡易可行。然而，隨著I2S 市場的演變，大多數的I2S 放大器都采取模擬輸入放大器的做法，并采用反饋架構。
顯然PSRR 不是測量BTL D 類放大器供電抑制的有效方法，那么應該怎么做？現在回頭談談互調這個名詞。設計人員需要測量在播放音頻時所產生的互調失真及其對應的THD+N 配置。在開始之前，讓我們先回顧一下SE 架構。在SE 架構中，不論是AB 類、D 類或Z 類，都沒有BTL 架構的抵消作用，這是因為喇叭的其中一端連接放大器，另一端則接地。因此，對于AB 類或D 類放大器而言，在SE 架構中，傳統的PSRR 測量都能夠確實指出供電噪音抑制的情形。
在進行實驗后便能取得一些數據，而藉由下列一系列測量所得的數據，則可分析和比較開放回路及封閉回路I2S 放大器的電源紋波IMD。數字1kHz 音調注入放大器的輸入，而100Hz 的500mVpp 紋波信號則注入電源供應。通過音頻精準度內建于FFT 的功能可取得差動輸出的FFT，進而進行觀測IMD。
圖3 顯示封閉回路I2S放大器的IMD測量，注意其中的1 kHz 輸入信號以及幾乎不存在的旁波帶(sideband)。反饋回路正有效地抑制互調失真。
圖3. TAS5706 封閉回路互調曲線圖
圖4 顯示相同的IMD 測量，但是這次是在I2S 開放回路放大器進行測量。900 Hz 及1.1kHz 的旁波帶相當明顯，因為其中沒有抑制IMD 的反饋。
圖4. 開放回路互調曲線圖
現在提供一個好消息。在圖3 及圖4 中，可以清楚看出電源噪音IMD 所產生的效果，不過，就音質而言，IMD 是一種很難達到定性的測量方式。進行這種實驗時，可選擇改為測量THD+N 配置，以下兩項測量將依此進行。THD+N 是以1kHz 數字音頻及500mVpp 電源紋波進行測量，電源紋波頻率則介于50Hz 至1kHz 之間。
圖5 顯示開放回路放大器在不同電源紋波頻率下的THD+N 曲線圖。紅線表示電源供應未出現任何紋波的放大器性能，這是最理想的狀態。另一條曲線表示介于50Hz 至1kHz 之間的紋波頻率。當紋波頻率增加時，失真對頻率帶寬的影響也會增加。通過經過良好調節的電源能夠達到良好的開放回路性能，不過，這會使得成本提高，對于現今極為競爭的消費性電子產品市場而言，會是一大問題。
圖5. 開放回路：不同PVCC 紋波頻率的THD+N 與頻率
圖6 顯示封閉回路放大器的相同THD+N 曲線圖。其中反饋抑制了互調失真，因此音頻未出現任何紋波噪音。
圖6. 封閉回路：不同PVCC 紋波頻率的THD+N 與頻率
結論
本文回顧了測量PSRR 的傳統方法，并指出其未能有效測量BTL D 類放大器供電紋波效應的原因。BTL 輸出配置本身的抵消作用加上測量期間未出現任何音頻，便產生了錯誤的讀數。這是規格上的重大缺陷，因為供電噪音抑制性能是選擇D 類放大器時其中一項相當重要的指標，尤其在檢視數字輸入(I2S) 封閉回路及開放回路放大器的性能差異時更是如此。若要更正確地了解供電噪音抑制，就必須檢查輸出出現1kHz 音頻信號且電源供應出現噪音時的IMD 及THD+N情況。本文最后說明封閉回路 D 類放大器何以能夠針對供電噪音進行補償而開放回路放大器卻無法做到。在極為競爭的消費性電子產品市場中，成本是考慮的核心因素，而封閉回路架構能否降低系統成本是相當重要的設計重點。 |
